weixin_41270987的博客

原创 GaN图腾柱无桥 Boost PFC（单相）九-EMI 滤波器容性电流影响分析

为了防止 PFC 变换器中高频开关谐波对电网产生影响，同时抑制电网中的高频干扰对变换器运行的影响，一般通过在 PFC 变换器与交流电源之间加入EMI 滤波器消除共模干扰和差模干扰，使变换器满足相应的 EMI 标准。在基于GaN 功率器件的图腾柱无桥 Boost PFC 变换器中，GaN HEMT 最快可在 10ns左右完成器件开通或关断，由此会造成极高的 dv/dt 和 di/dt，从而电磁干扰会更加严重甚至会影响变换器的正常运行。为此设计了如图所示的两级 EMI滤波器来保证变换器的正常运行。

原创 自控基础理论篇-品质因数与阻尼系数的关系

比较上式可以分析得到,当A0等于1的时候，阻尼比与品质因素有一个对应关系。1.二阶低通滤波系数的标准形式。（a）与阻尼系数相关的标准形式。（b）与品质因数相关的标准形式。

原创 AC电压正弦畸变的电流跟踪

减小补偿器带宽（降低低频段增益），提高补偿器中频滤波特性。对于输入电压畸变的情况，为了能够较好的跟踪输入电压。

原创 模糊控制PID详解

关于模糊PID网上及相关文献介绍掉了很多，但是我一直存在一个疑问，也是很多博客和文献中没有提到的一个细节，就是如何根据error与Δerror的隶属度求得kp、ki、kd的总隶属度。这里我将整体描述以下一种模糊PID的算法与伪代码以及如何根据error与Δerror的隶属度求得kp、ki、kd的总隶属度。采用重心法求总隶属度。

原创 重复控制器的性能优化

重复控制器在控制系统中是比较优秀的控制器，在整流逆变等周期性输入信号时，会有很好的跟随行，通常可以单独使用，也可以与其他补偿器串联并联使用。这里我来分析一下重复控制器的重复控制器的应用工况以及其的优缺点。

原创 基于连续Ziegler_Nichols的频域响应pid整定

Ziegler_Nichols频域响应pid整定的方法是基于稳定性分析的频域响应pid整定方法。该方法整定的思想是：对于给定的被控对象传递函数，可以得到其根轨迹，对应穿越Jw轴的点，增益即为Km，而此点的w值即为wm。可见，该系统整定后，频带拓宽，相位超前。整定后系统的根轨迹，所有极点位于负变面，达到完全稳定状态。式中，km为系统开始震荡时的增益K值；整定前后系统的伯德图（红色为整定前，蓝色为整定后）下图为未整定的开环系统根轨迹图。下图为整定后闭环系统的根轨迹。

原创 非线性微分跟踪器

v(k)为第k时刻的输入信号，为决定跟踪快慢的系数；此时微分器的输入信号为对象的输出信号，采用微分器获取位置信息和速度信息；扰动信号为0.05的随机信号；黑色为理想的微分参考信号cos（t），红色为经过微分器处理后的微分信号；扰动信号为0.05的随机信号；黑色为理想的参考信号sin（t），红色为经过微分器处理后的反馈信号；下图为理想信号和微分跟踪器的输出信号；红色为含有噪声的输入信号，蓝色为经过微分器处理的输入信号。下图为理想微分信号和经过微分器输出的微分信号；上图为理想微分信号与差分求得的微分信号；

原创 五．LLC谐振变换器

占空比调节启动是通过调节占空比从 0%到 50%，逐渐增加系统的谐振回路的谐振电流。LLC 谐振变换器的组成结构中包含容性器件，为了尽可能减小输出电压纹波，钳位输出电压，此时希望输出滤波电容尽可能的大，因此也会在启动的时候，电容两端电压近似为 0，系统对电容进行充电，此时的电路电流很大，可以达到稳定输出时候电流的几十甚至上百倍。可以发现较高的频率启动也不能保证启动电流很小，尤其是启动一瞬间，系统内部容性器件进行零电压充电，较高的谐振频率，使得在启动一瞬间的几个周期内，谐振电流峰峰值处于启动过程的最大值。

原创 四、LLC 谐振变换器

在开关 MOSFET 的驱动信号死区时间 Tdead内谐振电流完成对寄生电容的充放电，在此区间内开关 MOS 管端电压变化值△U=Vin(由 0→Vin 或者 Vin→0)，这就是变换器原边开关管能够实现 ZVS的前提。因此，当 LLC 谐振变换器输出短路时，可以通过提高变换器工作频率，使其远离谐振工作点，来降低变换器直流电流增益以限制输出电流的大小，以保护变换器的安全。工作在空载条件时，变换器的电压增益存在下限，当变换器工作频率升高到一定的大小后，其电压增益就变成一个定值，导致变换器输出电压不可调。

原创 三、LLC 谐振变换器

根据以上分析，在工作区域 1 时，输出电流连续，整流二极管工作在硬开关状态，无法实现 ZCS 关断，存在反向恢复问题。LLC 谐振变换器直流增益曲线中还存在一个特殊点(1，1)，即 fn=1 时，因为 Lr、Cr工作在谐振频率点，谐振网络的阻抗可以等效为零，输入电压相当于直接作为变压器原边激励电压，变换器直流增益恒为 1，不受负载大小影响。通过观察易知在 fn =1 处，即变换器工作在谐振频率点时，谐振网络的阻抗等效为零，输入电压相当于直接作为变压器原边激励，电压直流增益恒为 1，不受输出负载变换的影响。

原创 二、LLC 谐振变换器

LLC 谐振变换器实现 DC-DC 变换的过程如如图所示，由前级 EMI 和整流滤波电路转化而来的直流电压经过逆变网络被转换成频率可变的占空比为50%的方波，再经谐振网络和变压器 T 转换到副边，最终由整流滤波网络优化后以直流形式输出。基波分析法 FHA(First Harmonic Approximation)，是假设输入到输出的能量传递基于电路中电流、电压的傅里叶级数的基波分量，即将流经谐振网络的参数波形都视为正弦波，忽略其谐波分量。式中，IR为原边输入电流 iR(t)的幅值，θ为其初始相位。

原创 一、LLC 谐振变换器工作原理分析

LLC 谐振电路采用脉冲频率调制(PFM)，通过改变驱动信号的频率来控制变换器的能量传输。谐振电路中的三个谐振元件为：谐振电感 Lr、谐振电容 Cr 和励磁电感 Lm，它们根据工作模式的不同可形成两个谐振频率。与串联谐振变换器相比，LLC 谐振变换器励磁电感及漏感能被利用，大幅减小了其体积。并且 LLC 谐振变换器中励磁电感与谐振电感属于同一数量级，使得励磁电感能够参与谐振，修正了电感增益特性。

原创 电力系统谐波影响及治理

谐波对电力系统危害最主要就是谐振。电力系统电网主要是按基波设计的。由于L C元件的存在，虽然在基波时不会发生谐振，但在某个特定谐波时却可能引起谐振，可能将谐波电流放大几倍甚至数十倍。

原创 下垂控制器的微网频率稳定性分析

当微网中所有分布式电源采用p-f和q-v的下垂控制时，其频率稳定性与大系统相似，只是这时分布式电源输出频率的改变由p-f控制器来完成，不是由转子运动方程来决定，同时这也说明通过对分布式电源接口逆变器进行p-f和Q-v下垂控制器的设计，使其具有了发电机的转子运动方程的特性，其稳定性与大电网的功角稳定性相似，微网联网运行时不存在频率不同步题。设电网电压的相角为0°，频率为50hz。下垂控制，分布式电源频率f增加，导致θ1进一步增大，分布式电源输出功率减小，系统将背离B点运行，所以B点是不稳定运行点。

原创 电力系统稳定性的定义与分类

IEEE给出电力系统稳定性定义：电力系统稳定性是指电力系统这样的一种能力—对于给定的初始运行状态，经历物理扰动后，系统能够重新获得运行平衡点的状态，同时绝大多数系统变量有界，因此整个系统仍保持其完整性.同时，IEEE将电力系统稳定问题分类为功角稳定，电压稳定以及频率稳定三大类。其中，频率稳定是指系统在扰动或故障下维持系统整体频率在可接受的范围内的能力。下面仅对功角稳定和电压稳定做一简单介绍。电力系统稳定性分类时间框架发电机驱动负荷驱动短期功角稳定、小扰动功角稳定、大扰动功角稳定。

原创 伏并网低电压穿越技术

光伏电站并网点电压受多种因素影响易发生波动，并网点电压出现瞬间跌落的情况时，光伏电站自身不具备瞬时电压支撑的能力，接入无功补偿设备能使得并网逆变器输出电压基本恒定，可以抑制并网点处母线电压波动，显著提高光伏电站各母线电压，提升光伏电站低电压穿越能力。测试时，断开Sl，闭合S2，将负载与中间抽头连接，使得负载上的电压减小，模拟发生跌落。在这类测试装置中，开关常采用接触器、继电器，虽然可以满足大功率测试的要求，但寿命有限，环境对其影响也较大，而且受限于它们的自身结构，动作时间不易准确控制，测试时可。

原创 直流分量的产生与抑制机理

采用电流闭环控制，逆变器输出的电流波形与给定正弦信号波形基本一致，在器件都是理想的情况下，电流内环可以等效成受控比例放大器，这样即使基准正弦波中存在很小的直流分量，输出交流电流中也会形成较大的直流分量。若要减小基波在电容上的损耗，需要选择容量非常大的电容，这就导致整个设备的体积和重量上升，同时也增加了成本，严重的是会降低系统的传输效率。理论上，逆变器只输出交流电，而实际上，电流中会夹杂着少量的直流分量，这些直流分量会对电网设备造成严重危害。生的振动是非正弦的，所以噪声的频谱含有多种谐波分量。

原创 非线性负载的主要分类及其特性

通常而言，由线性元件原件组成的负载称为线性负载，线性负载的输出与输入呈线性关系，典型的线性负载如电阻、电容和电感等；而由非线性元件构成的负载为非线性负载，在正弦波电压供电时会产生非正弦的负载电流，如电力电子设备中的二极管不控整流器、晶闸管整流器等等。对于平衡的三相逆变器，2n 次和 3n 次（n 为正整数）谐波的正、负序分量在逆变器的三个桥臂上相互抵消，故理想状态下，平衡的三相逆变器输出电压中仅含有 6n+_1（n 为正整数）次谐波。当不控整流电路中的某一对二极管导通时，输出侧的直流电压将逐渐上升，

原创 电压跌落检测

根据国际上较为权威的 IEEE 制定的标准可知，电压跌落是指电力系统中某点工频电压方均根值突然降低至 0.1p.u. ~ 0.9p.u.，并在短暂持续10ms~1min 后恢复正常的现象。在对电压跌落进行检测时一般都需要检测起止时刻、相位跳变、跌落深度这三个特征量。目前常见的检测算法主要有：有效值法、dq 变换法及相关改进算法、小波变换法。

原创 准ＰＲ控制的谐波抑制方法

与单谐振QPR控制方式相比，该控制策略设置了基波控制器和谐波控制器，其基波控制器的控制目标是无静差的跟踪指令电流中的基波信号，其谐波控制器的控制目标是抑制指令电流信号及电网电压中谐波引起的入网电流谐波，使入网电流中主要低次谐波为零，起到谐波抑制的作用。谐波补偿方法需要跟踪给定谐波参考值，同时还要跟踪基波的参考值，因此补偿器要用一个复合的补偿器，通常会在电流内环中加入3、5、7、9次谐波补偿器，每个谐波补偿器均采用QPR控制器，其传递函数。，系统稳定且在选定各低次谐波(3、5、7次)附近均有幅值补偿。

原创 答疑篇－１

此文是答疑篇，挑选了一些有价值的问题，以及我遇到并解决的问题进行答疑，希望对大家有所借鉴。不足的地方也希望大家反馈讨论。

原创 PR控制器

根据上图 的变化,控制器的增益与带宽都受到 Kp变化的影响,但是随着 Kp 的增大,控制器增益在基波频率 处的增益并未发生改变,只在非基波频率处增益相应的增 大,对应的带宽随着 Kp的增大而减小。图中,PI 控制器在基波频率处的增益几乎为零,而PR控制器与准PR 控制器在基波频率处的增益却很大, 且具有相似的频率特性,可以在指定的频率下对稳态误差 进行有效的消除,故可利用准PR控制器来代替PI控制器,从而在消除幅值误差的同时消除相位误差,做到对指 定信号的准确追踪,消除了稳态误差。.........

原创 LCL三相ｐｗｍ整流器（逆变器）

LCL三相ｐｗｍ整流器控制策略

原创 基于同步坐标变换的谐波电流检测

将负载电流以基波角频率的指定次倍数变换到d，q坐标系，通过低通滤波器(LPF)滤除高次谐波后得到该指定次谐波的d，q轴直流分量，再以该角频率从d，q坐标系反变换到abc坐标系，从而得到该次谐波的分量。为了更好地研究和分析SRT谐波检测法。首先需了解其原理。d-g检测法原理框图见图1。基于对d-q检测法的分析可知，该方法首先电网电压进行PLL锁相。得到电网电压的基波正序同步旋转角速度wt，设ia，ib，ic为三相负载谐波电流，将三相负载谐波电流进行Park变换，变换到d，q坐标系后的电流为：该方法的原理在于

原创 GaN图腾柱无桥 Boost PFC（单相）八-理论算法——重复控制

根据电路结构,控制分为 PFC 的双环控制和输出电压环控制,其中较重要的是 PFC 的双环控制。由以上分析可知,PFC 占空比变化将对输出电压环控制产生影响,因此对 PFC 的控制提出了更高的要求。图 4 为一个典型双环Boost PFC 变换器及其电流内环传递函数框图。实际应用中,直 流 输 出 侧 滤 波 电 容 较 大, 输 出 电 压 U o 可 视 为常数。由状态空间模型可得功率电路传递函数为:因为电流环低频增益高,所以可忽略输入电流通路等效电阻 r 对整个闭环传递函数的影响。电流环 PI

原创 电压环对 PFC 系统性能影响分析

电压环带宽设计原则为了分析电压环对 PFC 性能的影响，以基于平均电流控制的无桥 BoostPFC 为例进行分析，如图 4-1 所示。图中电压环将采样得到的输出母线电压值β ⋅vo 与电压基准值 Vref 相比较，通过电压环的 PI 调节器来保持输出电压稳定，同时电压环反馈回路中的电容与采样电阻构成一个低通滤波器，用来衰减输出电压谐波分量。当低通滤波器的设定截止频率很低时（对应的电压环带宽很窄），电压环的输出是一个直流量（设为 VEA），它与输入电压采样值相乘后产生电感电流参考值，在电流环理

原创 并网-低电压穿越与孤岛并存分析

低电压穿越与孤岛并存分析

原创 GaN图腾柱无桥 Boost PFC（单相）七-PFC占空比前馈

单纯依靠控制环路的PI调节器进行控制调节，控制环路的带宽会比较窄。另外，由于调节速度不够快，也将影响整个系统的动态性能。采用占空比前馈控制和反馈控制同时调节的数字控制技术，降低了对控制环路参数的要求。在平均电流控制方式的基础上加入占空比前馈(V0-Vin)／V0。设置占空比前馈控制，可以加快控制器的响应速度，减小控制超调，增加控制系统的稳定性。由Boost APFC的工作原理可得，每一个开关周期对应的开关导通时间是由输入输出电压共同决定的，根据电感的伏秒平衡可以得出占空比的表达式为...

原创 自抗扰控制器七－二阶 LADRC-PLL 结构设计

原创 LCL 滤波器的特性分析

图 3-1 为 LCL 滤波器的单相等效模型，不考虑杂散电阻（相比电感阻抗很小），由于网侧电压只含基波，对于谐波电流网侧相当于短路，网侧电感电流和变换器输出电压的关系为：图3-2 为单L滤波器的单相等效模型，网侧电感电流和变换器输出电压的关系为：图 3-3 画出了 LCL 滤波器和 L 滤波器的伯德图，其中LT=Lg + L 。以谐振频率作为高低频的分界线，从中可以看出，在低频时，二者的幅频响应和相频响应基本重合，因此在低频时可以将 LCL 滤波器看成一个与其总电感量相同的单 L 滤波器。而在

原创 LCL三相PWM整流器数学模型

基于LCL的三相电压型PWM整流器数学模型LCL滤波器的三相PWM整流器结构如图所示

原创 自抗扰控制器-６线性自抗扰控制器LADRC

（1）线性扩张状态观测器LESO 依然属于 LADRC 的中枢核心环节，而且 LESO 和 ESO 的功能基本一致，都是针对系统“总扰动”进行实时反馈补偿。

原创 整流十六-外特性下垂并联控制法

PWM整流器并联的均流控制策略1.外特性下垂并联控制法外特性下垂并联控制法是一种依靠自己内部的输出阻抗，或者外加的阻抗来保证模块间负载电流的相对均分的方法。它通过内部控制策略，改变整流器的外特性，使外特性趋于一致，来实现模块间的均流。外特性下垂并联控制方法常采用负载电流前馈的方式。电压环给定值根据下式来定：（1）由于他本质是一种自身调节的控制结束，因此稳定性只取决于单个模块的稳定性；（2）不能兼顾负载均衡分配和精确的电压调节，当外特性曲线变陡时负载分配容易均衡，但输出电压精度会变差，反之亦然

原创 滤波-一阶低通滤波

前言本文主要讲述，一阶低通滤波的滤波截止频率与滤波系数的关系。一阶低通滤波的物理模型一阶低通滤波的数学模型截止频率和滤波系数的关系

原创 整流十七- 坐标变换 电流检测 2

坐标变换检测方法的改进假设对检测到的三相电流信号分别用ia、ib、i c表 示，三相电流信号中除了含有基波分量外，还存在较多 的谐波分量，由于这些谐波分量的存在，使得电流的波 形发生畸变。利用式(4)的坐标变换，把从abc坐标系中的 三相电流信号变换到dq坐标系下，得到id和iq两个分量。根据三相电流信号中的基波分量和谐波分量，利用 式(5)对id和iq进行分解：其中isd、isq是同步旋转dq坐标系下的直流分量，该 分量是由三相静止坐标系下的基波电流变换而来，而 ihd、ihq为dq同步旋转坐标

原创 整流十六-坐标变换法电流 检测原理1

坐标变换法电流极性检测原理由于对直流分量进行滤波，不会影响其幅值和相 位，因此首先通过dq变换，将三相交流电流的基波分量 转换成同步旋转坐标系下的直流分量。然后将该直流分 量通过低通滤波器，并根据滤波后的直流电流计算出电 流矢量角，再通过该矢量角确定三相电流的极性。现分 别用ia、ib、ic来表示三相电流，假设其表达式如下：式中，i ha、i hb、i hc分别为三相定子电流的高频分量。利用dq变换把三相交流电流从abc坐标系变换到dq 坐标系下。设由三相基波交流电流变换后的直流分量分 别为isd、

原创 Clark与Park变换详解

1.前言坐标变换分为“等量”变换和“等功率”变换两种。2.clark变换等量变换：所谓等量坐标变换，是指在某一坐标系中的通用矢量与变换后的另一坐标系中的通用矢量相等的坐标变换。2.1 标准Clark变换三相静止坐标系（a,b,c）到亮相静止垂直（D,Q）的变换。零轴电流分量为：3.Park变换三相静止坐标系（a,b,c）到亮相静止垂直（d,q）的变换。...

原创 PWM波的产生

利用TB、CC和AQ模块产生PWM波1.利用连续增计数模式产生单边不对称（高电平有效）PWM波要求频率10kHz，EPWM1A产生占空比为Da为60%的PWM波，EPWM1B产生占空比Db为30%的PWM波。2.利用连续增计数模式产生单边不对成（低电平有效）PWM波3.利用连续增减计数模式产生双边独立可调对称低电平有效PWM波4.利用连续增减技术模式产生互补对称PWM波要求载频12.8KHz，利用CMPA或CMPB产生占空比Da为30%的对称互补PWM波...

原创 自抗扰控制器-2.非线性状态误差反馈控制律 NLSEF

非线性校正线性反馈：增益反比的方式抑制扰动；非线性反馈：数量级的方式抑制扰动。设误差方程为其中，e 为输入误差；a 反映了增益的变化率，当a >=1，误差又较大时，该函 数增益可能过大，而导致系统不稳定，通常0 < a < 1，a 越大，增益随误差增大而增大的速率越快；d 是为避免函数在原点振荡而引入的一个很小的正数，可以决定函数增益线性变化的区间的大小。该函数为无量纲函数，以a = 0.25，d = 0.1为例作 fal 函数曲线如图 3-2 所示。由图可以看出， f

原创 自抗扰控制器-5.应用于电压环